Teilentladung

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Teilentladung

Teilentladung (auch Vorentladung) ist ein Begriff aus der Hochspannungstechnik, bei dem es in erster Linie um Form und Eigenschaften von Isolierstoffen geht: treten in Hochspannungsisolierungen oder entlang von Luftstrecken stark inhomogene Feldverl√§ufe auf, kann es √∂rtlich zu einer √úberschreitung der materialtypischen Durchschlagfeldst√§rke kommen. In diesem Zustand eines unvollkommenen elektrischen Durchschlages wird die Isolierung zwischen den Elektroden durch Entladungen nur teilweise √ľberbr√ľckt. Solche Teilentladungen (abgek√ľrzt auch als ‚ÄěTE‚Äú bezeichnet) treten vor allem bei Beanspruchung der Isolierung mit Wechselspannung auf.

Inhaltsverzeichnis

Entstehung von Teilentladungen

Schematische Darstellung der Entstehung einer Teilentladung in einer Spitze-Platte-Elektrodenanordnung hervorgerufen durch einfallende Strahlung

Teilentladungen entstehen in Medien mit inhomogenen Feldverl√§ufen durch Elektronenemission von freien Ladungstr√§gern, hervorgerufen durch √§u√üere Einfl√ľsse. Das Bild zeigt schematisch die Entstehung einer Teilentladung in einer Spitze-Platte-Elektrodenanordnung, verursacht durch einfallende Strahlung. Dargestellt ist ein inhomogenes elektrisches Feld, in dem sich Molek√ľle bzw. Atome befinden. Von au√üen f√§llt Strahlung mit der Energie E = h \cdot \nu ein. Dies kann beispielsweise Ultraviolettstrahlung oder andere Ionisierende Strahlung sein. Trifft ein Photon ausreichender Energie auf ein Molek√ľl bzw. Atom, um ein Elektron aus dessen Bindung zu l√∂sen, so entsteht ein freies Elektron (Photoelektrischer Effekt). Dieses wird wiederum auf Grund des vorherrschenden Feldes zur positiv geladenen Plattenelektrode gezogen, und kann auf seinem Weg Elektronen aus anderen Molek√ľlen/Atomen l√∂sen (Lawineneffekt). Dadurch werden viele freie Ladungstr√§ger erzeugt, die einen leitf√§higen Kanal bilden, in dem eine elektrische Entladung (Bewegung der Ladungstr√§ger zur Elektrode) stattfindet. Da diese Entladung nicht √ľber die gesamte Strecke zwischen den Elektroden reicht, spricht man von einer Teilentladung. Eine weitere Ursache f√ľr eine Teilentladung kann das ‚ÄěAbsaugen‚Äú von Elektronen aus einer Elektrode auf Grund starker Felder sein (Feldemission).

In technischen Anwendungen, insbesondere in der Hochspannungstechnik, versucht man √ľblicherweise, die Entstehung inhomogener Feldverl√§ufe zu verhindern (etwa durch Feldstreuungselektroden und Koronaringe). Besch√§digungen an Bauteilen k√∂nnen jedoch inhomogene Feldverl√§ufe und somit die Entstehung von Teilentladungen beg√ľnstigen.

Typen

Man kategorisiert folgende Erscheinungen von Teilentladungen.

√Ąu√üere Teilentladungen (Korona)

√Ąu√üere Teilentladungen sind Entladungen an den Oberfl√§chen von freien Metallelektroden in den umgebenden Luftraum hinein. Sie entstehen vorzugsweise an scharfkantigen Teilen, bei denen sich die Feldst√§rke stark erh√∂ht. Allgemein bekannt ist dieses Ph√§nomen mit den h√∂r- und sichtbaren Koronaentladungen an Hochspannungsfreileitungen.

Auch St.-Elms-Feuer fallen hierunter. √Ąu√üere Vorentladungen k√∂nnen durch runde Gestaltung aller Kanten, sowie durch feldsteuernde Ringe (z. B. an Hochspannungskaskaden) vermieden werden.

Innere Teilentladungen

Eine Lichtenberg-Figur in einem Acrylquader. Tatsächliche Größe: 76mm × 76mm × 51mm

Als innere Teilentladungen werden allgemein alle √§u√üerlich nicht sichtbaren Entladungserscheinungen innerhalb von Isoliermedien bezeichnet. Bei den Isoliermedien kann es sich um feste, fl√ľssige oder gasf√∂rmige Materialien handeln.

Entladungen treten dort auf, wo Inhomogenit√§ten des Mediums unter starkem Feldeinfluss liegen, beispielsweise im Fall von Gasbl√§schen, die sich in einer Isolierfl√ľssigkeit, wie zum Beispiel √Ėl, oder in Gie√üharz befinden. Diese Gasbl√§schen, bestehend aus Luft, Kohlendioxid (z. B. im Fall von Feuchteeinfluss bei der Aush√§rtung von Polyurethanharz) oder √Ėlzersetzungsgasen, besitzen eine kleinere Dielektrizit√§tszahl als das umgebende √Ėl, wodurch eine Erh√∂hung der Feldst√§rke eintritt. Die Isoliereigenschaften an der Stelle der Gasblase sind durch die √∂rtlich geringere Durchschlagsfestigkeit gest√∂rt, was sich durch Teilentladungen bemerkbar macht. Auch nicht korrekte Anbindungen von Einbauteilen in durch Gie√üharz oder Tr√§nkung hergestellten Bauteilen (Schaltnetzteil-Transformatoren, Hochspannungskaskaden) f√ľhren zu Teilentladungen. Weitere Beispiele sind nicht vergossene Transformatorwicklungen aus Kupferlackdraht in Schaltnetzteil-√úbertragern und locker gewickelte Folienkondensatoren bei Wechselspannungsanwendung.

Innere Teilentladungen f√ľhren aufgrund der Ultraviolettstrahlung und Ionisation langfristig auch bei Kunstharzen zur Sch√§digung des umgebenden Isolierstoffes und m√ľssen daher vermieden werden.

Transformatoren (insbesondere Hochspannungs- und Schaltnetzteil-Transformatoren) werden daher häufig vakuum-getränkt oder unter Vakuum vergossen.

Gleitentladungen

Die Gleitentladung auf einer Platte aus Polycarbonat f√ľhrte zur Zerst√∂rung des Isolators

Bei Gleitentladungen tritt das Ph√§nomen der Teilentladung an der l√§ngs zum Feld liegenden Grenzschicht eines Isolierstoffes auf. Auch dann ist der homogene Verlauf des elektrischen Feldes gest√∂rt, und es kann zu an der Grenzschicht entlang ‚Äěgleitenden‚Äú Entladungen f√ľhren. Schmutz und Feuchtigkeit f√∂rdern diese Erscheinung, jedoch weisen viele Isolierstoffe auch im sauberen Zustand entlang ihrer Oberfl√§chen eine geringere Durchschlagsfestigkeit auf als die gleichlange Luftstrecke. Auch hier f√ľhren diese Gleit- oder Vorentladungen insbesondere bei organischen Isolierstoffen zur Sch√§digung, zum Auftreten von Kriechstr√∂men und in der Folge zum Durchschlag. Gleitentladungen k√∂nnen durch Verl√§ngerung der Grenzschicht und durch Schutz vor Feuchtigkeit (Rippen von Isolatoren, Impr√§gnierung) vermieden werden. Eine weitere Ma√ünahme ist das Anbringen von Metall-Unterteilungen definierter Potentiale (Feldsteuerung).

Bedeutung und Messtechnik

Teilentladungen sind im Allgemeinen unerw√ľnscht, sie f√ľhren an Freileitungen zu Energieverlusten und an oder in Bauteilen zu ionisationsbedingten sch√§dlichen Wirkungen. An Bauelementen der Elektrotechnik wie unter anderem Transformatoren, Kondensatoren, Hochspannungs-Durchf√ľhrungen, Isolatoren, Messwandlern und Optokopplern erfolgen daher Teilentladungsmessungen.

Hierbei steht der Sicherheitsaspekt im Vordergrund, da eine Feststoffisolation, bei der es im Betrieb zu Teilentladungen kommt, nicht dauerhaft zuverlässig ist. Um diese Langzeitbeständigkeit zu gewährleisten, wird bei der TE-Messung nachgewiesen, dass selbst bei vorhandener Teilentladung diese noch oberhalb der höchsten vorkommenden Betriebsspannung sicher wieder einen Grenzwert unterschreitet. Somit wird die Teilentladungsaussetzspannung (UTA) ermittelt, die oberhalb eines Grenzwertes liegen muss, welcher im Rahmen der Isolationskoordination mit dem Kunden anwendungsbezogen festgelegt wurde. Hierzu existieren diverse Normen im Bereich von unter anderem Verband der Elektrotechnik, Elektronik und Informationstechnik (VDE) und International Electrotechnical Commission (IEC 60270).

Die Messung der Teilentladungen erfolgt mit typischen Messempf√§ngern im Bereich von etwa 100 kHz bis einige MHz. Die untere Messschwelle ist durch St√∂rungen auch in abgeschirmten Messpl√§tzen selten unter 1 pC (pico Coulomb). In Messpl√§tzen stellen Oszilloskope die Pr√ľfspannung (meist 50 Hz, bei Schaltnetzteil-√úbertragern jedoch im Bereich deren Arbeitsfrequenz) gemeinsam mit den hochfrequenten Teilentladungsimpulsen dar und lassen entsprechend deren Lage zueinander weiterf√ľhrende Interpretationen zu, ob es sich zum Beispiel um √§u√üere oder innere TE handelt. Eine typische TE-Messung nach Vorschrift beinhaltet das Aufregeln der Betriebsspannung auf den Wert der 1,8-fachen Bemessungsspannung, der f√ľr eine gewisse Zeit gehalten wird. Bei dieser Spannung erfolgt noch keine Messung, sie dient lediglich als "Anregung". Die eigentliche Messung erfolgt dann bei der 1,3-fachen Bemessungsspannung.

Ein Beispiel f√ľr sicherheitsrelevante Bauteile sind Z√ľnd-Transformatoren (Ansteuerung der Leistungshalbleiter) in Eisenbahn-Elektroantrieben, die alle in der Endpr√ľfung eine 100 % Teilentladungsmessung durchlaufen. Gro√ütransformatoren und andere Hochspannungsbauteile, zum Beispiel in Umspannwerken, werden regelm√§√üig mit mobilen TE-Messsystemen √ľberpr√ľft, um vorbeugende Wartungs- und Austauschma√ünahmen planen zu k√∂nnen.

Messung von Teilentladungen [1]

Um TE-Impulse messen und beurteilen zu k√∂nnen, m√ľssen diese aus dem Pr√ľfling ausgekoppelt und einem geeigneten Auswertesystem zur Signalaufbereitung, Signalverarbeitung und zur Visualisierung bzw. Datensicherung zugef√ľhrt werden. Auf dem Markt sind zu diesem Zweck verschiedene TE-Messsysteme unterschiedlicher Hersteller verf√ľgbar, die in der Regel einkanalige TE-Messungen in z. T. vordefinierten festen Frequenzb√§ndern erlauben. Diese Messsysteme sind jedoch √ľberwiegend f√ľr den Pr√ľffeldeinsatz optimiert und erm√∂glichen u. A. keine ausreichende Flexibilit√§t, um z. B. unter Vor-Ort-Bedingungen tempor√§r auftretenden frequenzstarren St√∂rern durch Variation der Messfrequenz oder Messbandbreite geeignet ausweichen zu k√∂nnen. Empfindliche TE-Messungen vor Ort sind damit in der Regel nicht m√∂glich. Ebenso sind diese Systeme f√ľr zeitgleiche TE-Messungen an verschiedenen Auskoppelstellen ungeeignet, da bei ihnen i. A. lediglich ein einzelner Messkanal zur Verf√ľgung steht, der Teilentladungen an mehreren Messstellen nur zeitlich nacheinander (unter Verwendung eines Messumstellers) erfassen kann. Bei langen Hochspannungskabelstrecken z. B. ist jedoch gerade eine synchrone TE-Messung aller unter Pr√ľfspannung stehender Garnituren zur Reduzierung der Messzeit, aber vor allem auch zur Minimierung des Risikos eines sonst nicht zu beobachtenden ungewollten Ausfalles dringend notwendig.

Unabh√§ngig vom verwendeten TE-Messsystem kommt der Auskopplung der TE-Impulse aus dem Pr√ľfling eine entscheidende Rolle zu. Zu diesem Zweck sind verschiedene sensorische Konzepte bzw. Messverfahren etabliert, die z. T. bereits f√ľr bestimmte Betriebsmittel optimiert bzw. spezialisiert sind (z. B. integrierte kapazitive Sensoren zur TE-Messung an Muffen). Im Folgenden soll daher ein √úberblick √ľber die g√§ngigen Auskoppelverfahren an Hochspannungs-Kabelanlagen gegeben werden.

TE-Messsysteme

Konventionelle TE-Auskopplung

Nach der IEC 60270 (High-voltage test techniques ‚Äď Partial discharge measurement) erfolgt die Messung von Teilentladungen am Kabelende. Die Auskopplung der TE-Impulse erfolgt dabei √ľber eine Messimpedanz Zmi (Auskoppelvierpol CD), die den durch den lokalen Isolationszusammenbruch im Pr√ľfling verursachten impulsartigen Nachladestrom [2] des parallel zum Pr√ľfling angeschlossenen Koppelkondensators Ck in ein ladungs√§quivalentes Spannungssignal konvertiert. Dieses Spannungssignal wird dann von einem TE-Messsystem erfasst und verarbeitet.

Messkreise

Mehrere Arten der Verschaltung von Pr√ľfling \left ( C_{a} \right ), Koppelkondensator \left ( C_{k} \right ) und Messimpedanz (Zmi, CD) sind m√∂glich [3]. Abbildung 2 zeigt den Messaufbau bei geerdetem Koppelkondensator Ck.

Abbildung 2: Messaufbau mit geerdetem Koppelkondensator

In diesem Fall liegt der Pr√ľfling mit der Messimpedanz Zmi in Serie, was bei Pr√ľflingen mit kleinem Kapazit√§tswert zu einer guten Messempfindlichkeit f√ľhrt. Bei einem Durchschlag des Pr√ľflings liegt allerdings die volle Pr√ľfspannung an der Messimpedanz Zmi an, so dass die nachgelagerte Messtechnik durch entsprechende √úberspannungsschutzeinrichtungen abgesichert werden sollte.

Da bei den meisten Hochspannungspr√ľflingen eine isolierte Aufstellung oder eine Auftrennung der Erdverbindung nicht m√∂glich ist, muss die Messimpedanz Zmi in der Regel in den Erdzweig des Koppelkondensators Ck eingebracht werden. Hierzu muss dieser isoliert aufgestellt werden, die Erdverbindung des Pr√ľflings bleibt bestehen. Abbildung 3 zeigt diese Anschlussvariante.

Abbildung 3: TE-Messung mit geerdetem Pr√ľfling

Die erreichbare Empfindlichkeit bei beiden genannten Varianten der TE-Messung wird dabei in gro√üem Ma√üe von der Gr√∂√üe des verf√ľgbaren Koppelkondensators Ck, bzw. durch das Verh√§ltnis von Ck zur Pr√ľflingskapazit√§t Ca bestimmt. Die messbare Ladung qm eines TE-Impulses berechnet sich dabei aus der scheinbaren Ladung nach Gleichung 1.

q_m = q_{s} \cdot \frac{C_k}{C_{k} + C_{a}}\, Gleichung 1

Abbildung 4 verdeutlicht den Zusammenhang grafisch.

Abbildung 4: Einfluss des Koppelkondensators

Kabelanlagen stellen aufgrund ihrer gro√üen L√§nge eine enorme kapazitive Last dar (z. B. 400-kV-VPE-Diagonale Berlin: ca. 11,5 km, ca. 2,2 őľF; London 400-kV-VPE: 20 km, 4,4 őľF; Augsburg 110-kV-VPE: ca. 3,8 km, ca. 700 nF). Mit den g√§ngigen verf√ľgbaren Kapazit√§tswerten von vor-Ort-tauglichen Koppelkondensatoren f√ľr die geforderten Spannungsebenen w√ľrde sich dadurch zwangsl√§ufig eine erhebliche Reduzierung der Messempfindlichkeit ergeben. Eine TE-Messung mit Koppelkondensator ist damit nicht sinnvoll. Als Alternative ist bei einphasigen TE-Messungen an Kabelanlagen die Verwendung einer Nachbarphase (oder beider Nachbarphasen, vgl. [4] als Koppelkondensator m√∂glich. An dieser Stelle wird die Forderung nach TE-Freiheit des Koppelkondensators zu Gunsten einer deutlich erh√∂hten Messempfindlichkeit aufgegeben. Bei auftretenden TE-Signalen kann durch den Vergleich der Messergebnisse aller drei Phasen jedoch eindeutig gekl√§rt werden, welche der Phasen TE-behaftet ist.

Eine weitere Variation bei der zeitgleichen Messung von zwei Phasen eines Kabelsystems ist die Auskopplung von TE-Signalen √ľber eine Br√ľckenschaltung (s. Abbildung 5), die ein hohes Ma√ü an Gleichtaktunterdr√ľckung erm√∂glicht.

Abbildung 5: Brueckenschaltung zur TE-Auskopplung

Dieses Messprinzip basiert auf der Annahme, dass die messbaren Signale von auftretenden TE-Fehlern aus dem Pr√ľfling zeitlich nicht zu Impulsen aus der als Koppelkondensator fungierenden Nachbarphase korreliert sind, wo hingegen St√∂rimpulse (haupts√§chlich an den Kabelenden eingekoppelte Koronast√∂rer von parallelen unter Spannung stehenden Systemen) durch beide an der Messung beteiligte Phasen laufen und zeitgleich (und polarit√§tsgleich) am Messort auftreten. Durch die Verwendung eines Ferrit√ľbertragers bei der TE-Auskopplung k√∂nnen diese Gleichtaktst√∂rer wirkungsvoll unterdr√ľckt werden. Bei diesem Messverfahren wird vorausgesetzt, dass die Pr√ľfspannungsquelle vor Ort ausreichend Leistung f√ľr mehrere Phasen bereitstellen kann.

Messimpedanz

Die Messimpedanz ist in der Regel als passiver analoger Bandpassfilter aufgebaut. Tiefe Frequenzanteile, vornehmlich der Bereich in der N√§he der Pr√ľf- bzw. Betriebsfrequenz, werden zum Schutz der angeschlossenen Messtechnik hochgradig unterdr√ľckt. In einem breiten unged√§mpften Bereich (<1 MHz) erfolgt dann die Auskopplung der TE-Impulse. In diesem Auskoppelbereich k√∂nnen zus√§tzlich fest integrierte weitere Filter (Bandsperren) vorgesehen sein, die bekannte schmalbandige frequenzstarre St√∂rer, vornehmlich amplitudenmodulierte Rundfunksender, unterdr√ľcken. Hier ist darauf zu achten, dass sich durch die Reduzierung des nutzbaren Frequenzspektrums folglich auch die auskoppelbare Energie des TE-Impulses reduziert. Bei mobilen TE-Messsystemen ist zudem davon auszugehen, dass durch regionale Unterschiede bei den terrestrischen Sendefrequenzen fest implementierte Bandsperren nicht sinnvoll sind. Hier kann die Unterdr√ľckung dieser St√∂rer durch programmierbare Filter auf der Softwareseite des TE-Messsystems, z. B. durch adaptive Filteralgorithmen, erfolgen.

Ein weiterer Zweck der Bandpassfilterung in der Messimpedanz ist eine Quasiintegration des Messsignals im Zeitbereich zur Ermittlung der Impulsladung. Dabei berechnet sich nach Fourier die spektrale Energie eines beliebigen Stromimpulses nach Gleichung 2:

\underline{F} \left ( j \omega \right ) = \int_{-\infin}^{+\infin} i \left ( t \right ) \cdot e^{-j\omega t} \cdot dt Gleichung 2

Bekanntlich ist das Stromintegral √ľber die Zeit die gesuchte Impulsladung q (s. Gleichung 3).

q = \int_{0}^{+\infin} i \left ( t \right ) \cdot dt Gleichung 3

Rechnerisch entspricht also der spektrale Signalanteil bei Gleichspannung (f = 0 Hz) dem gesuchten Ladungswert q. Da jedoch, wie oben beschrieben, Frequenzen im Bereich der Pr√ľfspannung (und darunter) bei der Auskopplung unterdr√ľckt werden, steht dieser Frequenzanteil zur weiteren Auswertung nicht zur Verf√ľgung. Unter der Annahme, dass der Verlauf des Frequenzspektrums bis hin zu einer charakteristischen Grenzfrequenz fG nahezu konstant verl√§uft, ist eine korrekte Ladungsbestimmung auch durch eine Bandpassmessung im Bereich dieser konstanten Amplitude des Frequenzspektrums eines TE-Impulses oberhalb von 0 Hz m√∂glich. Die schmalbandige Bandpassmessung erm√∂glicht zudem bei Kenntnis des aktuellen St√∂rspektrums der Umgebung die gezielte Auswahl eines Frequenzbereiches zur TE-Messung, der weitgehend frei von frequenzstarren St√∂rern ist.

Nichtkonventionelle Feldkopplung

Wie bereits im vorherigen Kapitel beschrieben, f√ľhrt die klassische Auskopplung von TE-Impulsen an den Kabelenden mittels Koppelkondensator und Messimpedanz oft nicht zu den geforderten Messempfindlichkeiten von einigen Picocoulomb \left ( pC \right ). Eine Alternative zu dieser klassischen galvanischen Auskopplung stellt die TE-Detektion mittels Feldkopplung dar. Bei diesem Verfahren werden durch geeignete Feldsensoren die von TE-Impulsen erzeugten elektrischen und magnetischen Feldkomponenten erfasst und in messbare Spannungssignale umgewandelt [5] [6] [7].

Feldsensoren arbeiten im Allgemeinen in einem Frequenzbereich oberhalb von 1 MHz und sind daher nicht IEC-konform. Zudem gelten sie als im klassischen Sinne nicht kalibrierbar (Ausgangssignal in mV statt in pC). Durch eine Vielzahl von erfolgreichen Messungen, gerade auch unter gest√∂rten Vor-Ort-Bedingungen, konnten sich diese Sensoren jedoch bereits bew√§hren. In kommenden Normen bzw. Normanpassungen werden Feldsensoren und deren Kalibrierung [8] daher Ber√ľcksichtigung finden, jedoch noch nicht in der aktuellen Neugestaltung der IEC 60060-3 zur Normierung der Vor-Ort-Pr√ľf- und Messtechnik [9]. Des Weiteren ist es im Pr√ľfbetrieb f√ľr Hochspannungskabelanlagen √ľblich, dass Absprachen zwischen Kunde und Pr√ľfern g√ľltige Normen erg√§nzen bzw. ersetzen [10]. Der Einsatz von Feldsensoren ist bereits heute √ľblich und in vielen F√§llen die einzig sinnvolle Methode zur Signalerfassung bei TEMessungen ausgedehnter Kabelanlagen.

Als sinnvoller Einbauort f√ľr Feldsensoren ist der Bereich um die Kabelgarnituren zu nennen. Zum einen kann der Feldsensor bei der Garniturenmontage vor Ort mit geringem zus√§tzlichem Arbeitsaufwand implementiert werden. Oft ist sogar die Integration von Feldsensoren in Garnituren schon bei deren Herstellung im Werk m√∂glich, so dass vor Ort keine zus√§tzlichen Arbeitsschritte notwendig werden. Zum anderen ist der Sensor mit seiner Anbringung in direkter N√§he zur Garnitur nahe der potenziellen TE-Fehlstelle platziert, da das Hochspannungskabel (VPE) schon im Kabelwerk auf TE-Freiheit untersucht worden ist, so dass in der Regel nur Komponenten, die vor Ort montiert werden (Muffen und Endverschl√ľsse), als TE-Fehlstellen in Frage kommen.

Ein weiterer positiver Effekt bei der TE-Auskopplung mittels Feldsensoren ist die st√∂runterdr√ľckende Wirkung des Pr√ľflings selbst [11]. Aufgrund der gro√üen Kabelkapazit√§t wirkt der Pr√ľfling als Tiefpassfilter und d√§mpft damit im relevanten Frequenzbereich gr√∂√üer 1 MHz externe St√∂rimpulse soweit, dass diese von den Feldsensoren im Bereich der Muffen nur noch mit stark reduzierter Amplitude erfasst werden k√∂nnen. Der √úberwachungsbereich der Feldsensoren kann so auf die nahe Umgebung der Garnituren beschr√§nkt werden.

Kapazitive Sensoren

Die Erfassung der elektrischen Feldkomponente eines TE-Impulses erfolgt durch kapazitive Sensoren [12], [6]. Dabei kann die Sensorelektrode als leitfähiger Streifen in Form eines Zylindermantels um die Kabelader realisiert werden (CCS, Coaxial Cable Sensor, s. Abbildung 6). Die Sensorelektrode wirkt dabei zusammen mit dem äußeren Kabelschirm als Kapazität. Es entsteht ein kapazitiver Spannungsteiler aus Kabel und Sensor, der die Auskopplung von impulsartigen Signalen aus dem Energiekabel bzw. der Garnitur ermöglicht [13] [14].

Diese Ausf√ľhrungsart des kapazitiven Sensors muss vor Ort montiert werden. Infolgedessen m√ľssen auch der ge√∂ffnete Kabelschirm und der sch√ľtzende Kabelmantel nach der Sensormontage wieder hergestellt und deren ordnungsgem√§√üer Zustand nachgewiesen werden. Als zus√§tzliche Schwachstelle ist auch die Messleitung zu nennen, die das Sensorpotenzial zur Messung aus dem Kabel nach au√üen f√ľhrt. Diese durchst√∂√üt zwangsl√§ufig den Kabelmantel und muss daher gegen m√∂glichen Wassereintritt ausreichend gesch√ľtzt werden.

Konstruktiv ausgereifter sind kapazitive Feldsensoren, die schon bei der Herstellung der Garnituren direkt in diese implementiert wurden. Hier k√∂nnen die vorhandenen feldsteuernden Deflektoren als kapazitive Sensorfl√§che genutzt werden [15]. Dabei wird der halbleitende und damit frequenzabh√§ngige Charakter des Deflektorwerkstoffes ausgenutzt. W√§hrend der Deflektor f√ľr die betriebsfrequenten Felder die feldsteuernde Funktion innerhalb der Muffenkonstruktion √ľbernimmt, k√∂nnen durch TE verursachte hochfrequente Felder an diesem √ľber einen Shuntwiderstand zur messtechnischen Erfassung abgegriffen werden.

Abbildung 6: Kabelsensoren

Da in den meisten F√§llen lediglich ein einzelner kapazitiver Sensor je Muffe realisiert wird, ist eine genaue Ortung eines TE-Fehlers durch Laufzeitauswertungen innerhalb der Muffe nicht m√∂glich. Eine cm-genaue Fehlerortung ist auch aufgrund der auf ca. 20 MHz limitierten oberen Grenzfrequenz des Sensors selbst bei zwei Sensoren nur sehr eingeschr√§nkt m√∂glich.

Bei dem f√ľr kapazitive Sensoren typischen Frequenzbereich von ca. 2 MHz bis 20 MHz werden hochfrequente Impulse bei ihrer Ausbreitung im Kabel bereits so stark ged√§mpft, dass die Abnahme der Impulsamplituten vom Entstehungs- zum Messort sowie die Impulsverformung [16] i. A. eine klare Unterscheidung des Impulsursprungs erm√∂glichen (s. Abbildung 7).

Abbildung 7: Dämpfung in Abhängigkeit vom Messort

So können beispielsweise auch Koronastörer eindeutig von TE aus der Muffe unterschieden werden. Unabhängig davon ermöglicht die hochpräzise Erfassung der Absolutzeit die Feststellung der Richtung der Impulsausbreitung und damit ebenfalls eine sichere Unterscheidung des Impulsursprungs.

Aus den oben genannten Gr√ľnden ist es jedoch nicht m√∂glich, den kapazitiven Sensor durch eine Einspeisung einer Referenzladung am zug√§nglichen Kabelende vor Ort zu kalibrieren [17]. Der Kalibrierimpuls m√ľsste das Kabel mehrere 100 Meter bis hin zum Sensor in der ersten Muffe durchlaufen und w√§re dort stark ged√§mpft. Die f√ľr eine quantitative TE-Auswertung erforderliche Kalibrierung muss deshalb an einer zus√§tzlich aufgebauten Muffe mit kurzen Kabeln im Labor stattfinden. Die Empfindlichkeit des Sensors ist dabei ausschlie√ülich vom System Kabel-Muffe abh√§ngig (z. B. Geometrie, Leitf√§higkeit der Leitschicht). Bei zwei vorhandenen baugleichen Sensoren an einer Muffe ist zudem eine Kreuzkalibrierung denkbar [8]. Hier fungiert einer der Sensoren als Kondensator zur Einspeisung des Kalibriersignals, w√§hrend der andere Sensor als Auskoppelkondensator dient. Nach Gleichung 4 entspricht aufgrund der Symmetrie der Sensoren der halbe Wert der ermittelten Koppeld√§mpfung dem D√§mpfungswert X eines einzelnen Sensors.

2 \cdot X = 20 \cdot \log \frac{U_\mathrm{in}}{U_\mathrm{out}} Gleichung 4

Auch auftretende Signalverluste durch Teilreflexionen innerhalb der Muffenkonstruktion m√ľssen dabei ber√ľcksichtigt werden.

Richtkoppelsensoren
Abbildung 8: Prinzip der konstruktiven dekonstruktiven Signalueberlagerung

Ein Richtkoppler ist ein aus der Antennentechnik bekanntes Bauelement [18], mit dem sich vor- und r√ľcklaufende Signale getrennt auskoppeln lassen. Das Koppelverhalten von Richtkopplersensoren beruht auf einer √úberlagerung von induktiver und kapazitiver Kopplung, deren Verh√§ltnis eingestellt werden kann. Bei einem idealen Richtkoppler sind beide Kopplungen exakt gleich gro√ü. Abbildung 8 zeigt das Prinzip der konstruktiven und destruktiven Signal√ľberlagerung.

Ein Signal auf Leitung 1 (in Abbildung 8 dargestellt durch den gerichteten Strompfeil I, gr√ľn) hat auf Leitung 2 sowohl eine gleichtaktf√∂rmige induktive Koppelkomponente (IM, blau), wie auch eine gegentaktf√∂rmige kapazitive Koppelkomponente (IC, rot) zur Folge, die sich jeweils an den beiden Messwiderst√§nden √ľberlagern und zu den beschriebenen Ausgangssignalen f√ľhren [19].

Der Richtkopplersensor zeichnet sich durch eine eindeutige Anzeige der Impulsherkunftsrichtung aus. Ein auf den Richtkopplersensor treffendes Signal ist jeweils an der der Herkunftsrichtung zugewandten Seite der Richtkopplerausg√§nge (Koppelpfad) messbar (konstruktive Superposition der induktiven und kapazitiven Signalkomponente), w√§hrend am anderen Ausgang (Sperrpfad) idealer Weise kein Ausgangssignal erscheint (destruktive Superposition). Bei idealen Richtkopplern kommt es zu einer vollst√§ndigen Ausl√∂schung der Signale im Sperrpfad. In der Praxis erreichen reale Richtkopplersensoren ein Koppelverh√§ltnis (Signalverh√§ltnis Sperrpfad zu Koppelpfad) in der Gr√∂√üenordnung 1:10. Bis hinunter zu einem Signalverh√§ltnis von 1:2 ist eine gesicherte Aussage √ľber die Herkunftsrichtung der TE-Signale jedoch meist unproblematisch.

Die Richtkopplersensoren werden √ľblicherweise innerhalb des Muffengeh√§uses direkt auf die hiervon nicht beeinflusste √§u√üere Leitschicht des Kabels montiert. Abbildung 9 zeigt einen einfachen Sensor zur TE-Auskopplung, welcher nachtrlich an eine Kabelmuffe angebracht wurde.

Durch logische Verkn√ľpfung der vier Ausgangssignale der beiden Richtkopplersensoren an einer Muffe ist eine eindeutige Klassifizierung der Signale in ‚Äěvon links kommend‚Äú, ‚Äěvon rechts kommend‚Äú und ‚ÄěTE aus der Muffe‚Äú m√∂glich [20]. F√ľr maximale Entscheidungssicherheit, d. h. gro√ües Richtverh√§ltnis, sollte der Richtkopplersensor f√ľr jedes Kabel einmalig in seiner Geometrie speziell abgeglichen werden, da die mechanischen und elektrischen Eigenschaften des Kabels, z. B. die Dicke der Isolierung und die Leitf√§higkeit der Leitschichten, in das Richtverh√§ltnis eingehen [21].

Induktive Richtkoppelsensoren
Abbildung 10: Induktiv abgestimmte Richtkoppelsensoren

Bei induktiv abgestimmten Richtkopplersensoren √ľberwiegt induktive Kopplung [22]. Die Impulslaufrichtung wird beim induktiv abgestimmten Richtkoppler im Gegensatz zum bisher betrachteten Richtkopplersensor √ľber die Polarit√§t der Ausgangssignale zweier Sensoren bestimmt. Externe St√∂rungen werden mit entgegengesetzter Polarit√§t ausgekoppelt. Signale mit dem Entstehungsort zwischen den beiden Sensoren, z. B. TE aus der Muffe, werden dagegen mit gleicher Polarit√§t ausgekoppelt und sind somit eindeutig erkennbar (s. Abbildung 10)

Die Funktionsweise der induktiv abgestimmten Richtkopplersensoren leitet sich aus dem Grundprinzip eines Richtkopplers ab, bei dem die kapazitive Kopplung fehlt. Der Sensor und der Innenleiter des Hochspannungskabels bilden ein System von zwei verkoppelten Leitungen, die eine gemeinsame Induktivität MK besitzen. Der induktiv abgestimmte Richtkopplersensor hat nur ein Ausgangssignal pro Sensor. Der bei den Richtkopplersensoren notwendige zweite Ausgang entfällt, da er eine redundante Information enthält. Zur Überwachung einer Muffe wird je ein Sensor links und rechts der Muffe montiert.

Besonders vorteilhaft an induktiven Richtkopplersensoren ist, dass sie im Gegensatz zu ‚Äěnormalen‚Äú Richtkopplersensoren nicht f√ľr jedes Kabel in ihrer Geometrie speziell abgestimmt werden m√ľssen, und dass die Auswerteelektronik nur zwei Signale an einer Muffe auswerten muss. Zudem kann die erforderliche Bandbreite der Auswerteelektronik ‚Äď abh√§ngig von der geforderten Empfindlichkeit, die bei voller Bandbreite wie bei Richtkopplern ist ‚Äď deutlich reduziert werden, ohne dass die Entscheidungssicherheit √ľber die TE-Herkunft, d. h. TE aus der Muffe oder von extern, beeinflusst wird. Demgegen√ľber steht der f√ľr die praktische Anwendung in vielen F√§llen vertretbare Nachteil, dass mit dem induktiven Richtkopplersensor die Herkunftsrichtung von externen St√∂rsignalen nicht mehr differenziert werden kann.

Induktive Sensoren
Abbildung 11: Rogowskispule, schematisch.

Induktive Sensoren nutzen die magnetische Feldkomponente eines TE-Impulses [23] und k√∂nnen au√üen √ľber dem Mantel des Energiekabels montiert werden. Durch geeignete Schirmma√ünahmen ist dabei sicherzustellen, dass keine elektrischen Feldkomponenten das Messsignal √ľberlagern. Eine verbreitete Ausf√ľhrungsform eines induktiven Sensors ist die Rogowskispule. die aufgrund ihrer regelm√§√üigen geometrischen Eigenschaften und der Abschirmung gegen√ľber den elektrischen Feldkomponenten zur Auskopplung von TEImpulsen an Energiekabeln vorteilhaft ist [24] [25] [26] [27].

Rogowskispulen zeichnen sich durch eine gro√üe Messbandbreite und durch einen breiten linearen √úbertragungsbereich aus [28]. Aufgrund der Verwendung von ausgedehnten Leitungselementen als Sekund√§rwicklung des zusammen mit dem Hauptstrompfad entstehenden Transformators m√ľssen bei der Verwendung dieser Sensoren jedoch u. U. Wanderwelleneffekte ber√ľcksichtigt werden [29].

Anwendung

Zu n√ľtzlichen Anwendungen von Teilentladungen siehe unter Ionisator und Koronabehandlung.

Bei bestimmten Bauformen von Stickstofflasern werden Teilentladungen genutzt, um die Entladungsstrecke vorzuionisieren, sodass die Hauptentladung homogener ist.

Bei Z√ľndeinrichtungen f√ľr Hochdruck-Gasentladungslampen und f√ľr Blitzlampen unterst√ľtzen Teilentladungen die Z√ľndung, indem sie das F√ľllgas im Bereich der meist spitzen Elektroden ionisieren.

Weblinks

Einzelnachweise

  1. ‚ÜĎ Rethmeier, Kay - Neue Auskoppelverfahren und Sensoren zur Vor-Ort-Teilentladungsmessung an Hochspannungs-Kabelanlagen, Dissertation, TU-Berlin 2006
  2. ‚ÜĎ Crichton, Karlsson, Pedersen: Partial Discharges in Ellipsoidal and Spheroidal Voids, IEEE Transactions on Electrical Insulation, 1989, Vol 24, No. 2
  3. ‚ÜĎ IEC 60270, High-voltage test techniques ‚Äď Partial discharge measurement, Version 2000, 3rd Edition
  4. ‚ÜĎ Plath, Heinrich, Rethmeier, Kalkner: Sensitive On-Site PD Measurements on Long Cable Systems, ISH03 -13th International Symposium on High Voltage Engineering, Delft/Netherlands, 25-29th August 2003
  5. ‚ÜĎ Tian, Lewin, Davies, Swingler, Sutton, Hathaway: Comparison of On-line Partial Discharge Detection Methods for HV Cable Joints, IEEE Transactions on Dielectrics and Electrical Insulation, 2002, Vol. 9, No. 4
  6. ‚ÜĎ a b R.Plath, R. Heinrich, W. Weissenberg, K. Rethmeier, W. Kalkner: TE-Sensoren f√ľr Hochspannungs-VPE-Kabelgarnituren, ew-Elektrizit√§tswirtschaft Heft 24/2002
  7. ‚ÜĎ P. C. J. M. van der Wielen, Veen, Wouters, Steennis: Sensors for On-line PD Detection in MV Power Cables and their Locations in Substations‚ÄĚ, Proc. of the 7th International Conf. on Properties and Applications of Dielectric Materials, Nagoya, June 1-5, 2003
  8. ‚ÜĎ a b P. Wang, P.L. Lewin, S. J. Sutton: Calibration of Capacitive Couplers for Online PD Detection in HV Cables, IEEE Electrical Insulation Magazine, 2005
  9. ‚ÜĎ E DIN EN 60060-3 (VDE 0432-3):2005-03, E DIN EN 60060-3 (VDE 0432-3):2005-03: Hochspannungs-Pr√ľftechnik - Teil 3: Begriffe und Anforderungen f√ľr Vor-Ort-Pr√ľfungen
  10. ‚ÜĎ A.K√ľchler: Hochspannungstechnik, 2. Auflage, Springer-Verlag, Berlin, 2005
  11. ‚ÜĎ Boggs, Braun, Stone: Attenuating Voltage Surges in Power Cable by Modifying the Semiconductive Shields, IEEE International Symposium on Electrical Insulation, Baltimore 1992
  12. ‚ÜĎ R.Heinrich, K.Rethmeier, W.Kalkner, R.Plath, W.Weissenberg: Sensitive PD detection on high voltage XLPE cable lines using field coupling sensors, JiCable03 - 6th International Conference on Insulated Power Cables, 22-26 June 2003, Paris-Versailles / France
  13. ‚ÜĎ Henningsen, Polster, Fruth, Gross: Experience with an On-Line Monitoring System for 400 kV XLPE Cables, Proc. Of the 1996 IEEE Power Engineering Society Transmission and Distribution Conference, Sept. 1996, pp. 515-520
  14. ‚ÜĎ Chen Min; K. Urano, A. Kato, Y. Sakaguchi, G. Okamoto, H. Ueno, K. Hirotu, A. Jinno, M. Okada, N. Yoshikawa: Study of partial discharge localization methods for EHV prefabricated joint, IEEE Power Engineering Society Summer Meeting, 2000
  15. ‚ÜĎ D. W. Gross: On-site partial discharge diagnosis and monitoring on HV power cables, JiCable99 - 5th International Conference on Insulated Power Cables - 20-24 June, 1999, Paris-Versailles / France
  16. ‚ÜĎ Benzerouk, Patsch, Menzel: Identifizierung von TE-Quellen auf Basis der Kurvenformanalyse, Hanau 2005
  17. ‚ÜĎ Azcarraga, Garcia-Colon: Establishment of Ultra Wide Band Sensors Transfer Function for Qualitative PD Measurement, ISH05 -14th International Symposium on High Voltage Engineering, Bejing/P.R.China, 25-29th August 2005
  18. ‚ÜĎ Meinke, Gundlach, Lange, L√∂cherer: Taschenbuch der Hochfrequenztechnik, Band 1-3, Heidelberg 1986
  19. ‚ÜĎ K.Rethmeier: Simulation und messtechnische √úberpr√ľfung von Feldsensoren zur ortsselektiven TE-Messung an Hochspannungskabelgarnituren, Diplomarbeit, TU-Berlin 1999
  20. ‚ÜĎ D. Pommerenke, T. Strehl, W. Kalkner: Directional Coupler Sensor for Partial Discharge Recognition on High Voltage Cable Systems, ISH97 - 10th International Symposium on High Voltage Engineering, Montreal 1997
  21. ‚ÜĎ R.Heinrich: Grundlagenuntersuchungen zur VHF/UHF-Sensorik f√ľr die Vor-Ort-TE-Messung an Hochspannungskabeln unter besonderer Beachtung der Richtkopplertechnologie, Dissertationsschrift, TU-Berlin 2001
  22. ‚ÜĎ R. Heinrich, K. Rethmeier, W. Kalkner: Inductive directional couplers as new sensors for PD detection and localization on high voltage XLPE cable accessories, JiCable03 - 6th International Conference on Insulated Power Cables, 22-26 June 2003, Paris-Versailles / France
  23. ‚ÜĎ Xin, Chengrong, Wang, Bin, Weijiang: Partial Discharge Measurement in XLPE Cable Joint by Using VHF Sensor, Proc. 2004 IEEE International Conf. on Solid Dielectrics, Toulouse, France, 5-9 July 2004
  24. ‚ÜĎ W.Rogowski, W.Steinhaus: Die Messung der magnetischen Spannung, Archiv der Elektrotechnik, 1912
  25. ‚ÜĎ F. Kohlrausch: Praktische Physik 2, B.G. Teubner, Stuttgart 1985
  26. ‚ÜĎ L. Bergmann, C. Schaefer: Lehrbuch der Experimentalphysik 2, Walter de Gruyter, Berlin 1987
  27. ‚ÜĎ Schichler, Borsi, Gockenbach: Problems an New Solutions for Partial Discharge Measurement on High Voltage Cables under Noisy Conditions, IEEE Int. Symposium on Electrical Insulation, USA 1994
  28. ‚ÜĎ W. F. Ray, C. R. Hewson: High Performance Rogowski Current Transducers, IEEE ‚Äď IAS Conf. Proc, Rome, September 2000
  29. ‚ÜĎ H. Bellm, A. K√ľchler, J. Herold, A. Schwab: Rogowski-Spulen und Magnetfeldsensoren zur Messung transienter Str√∂me im Nanosekundenbereich, Springer-Verlag 1985

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